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作者: Intersil公司 Tamara Schmitz 和 Dave Ritter

 

T博士:嘿,Dave最近好吗?怀念过去的美好时光吧?

Dave:事实上,是这样,你勾起了我对往昔情愫的怀念。
 
T博士:真的吗?讲给我听听。
 
Dave:不是那种情愫的怀念,我的意思是说我的旧原形板。在那个时代,他们推出了那些“新款”的双极晶体管。他们在一篇文章中称之为“40美元的三线保险丝”。其中不少都碎掉了。管子总是变得很热,而当你把它掉在地上时,管子就碎掉了。尽管人们抱怨改变,但最终还是理解了晶体管。因为晶体管所呈现的优势,更小、更轻、功耗更低,最终更加可靠,怎么不让人接受喜爱呢?
 
T博士:当CMOS开始在模拟设计当中流行时,也发生了同样的现象。
 
Dave:当然了。这次它是由成本推动的。我们应该感谢计算机同行,尤其是游戏社区。这些家伙已经将处理器技术推到了极限,使数字化设计(采用CMOS)越来越受欢迎,而且也更加便宜。
 
T博士:那么你的新设计是采用了CMOS工艺吗?
 
Dave:是的,看到类似的东西了吗?我不是在抱怨,这是需要一个学习曲线的。尽管我已经在模拟双极器件方面做了很多,但对我来说CMOS仍是新的东西。许多事情之间是类似的,但也有很大的区别。
 
T博士:既然你专到了设计,并采用了一种CMOS的新工艺,那么你是否有什么有趣的见解呢?
 
Dave:你的问题很有趣。事实上是这样的。在上个星期有了一个惊喜。我有一个问题是关于放大级存在相关的失真。
 
T博士:是不是差分输入?
 
Dave:是的,采用的是单端输出。在信号范围内,相位响应比允许的规格变化更多——而我无法修复它。
 
 
1非平衡入阻抗的视频失真
(图字:以度表示的相位失真;以dB表示的振幅失真)
 
T博士:你不能只是投入更多的电流?
 
Dave:事实上,我们在功率预算方面比较紧张,所以我不得不另谋出路。
 
T博士:那么你做了什么?
 
Dave:哦,几些天我在电脑前非常发愁,在尝试一种旧的双极方法之前,抱怨各种SPICE模拟器是不合时宜的。让我来解释一下。这个问题源于一个采用庞大输入器件的CMOS放大器。CMOS的gm(增益)要比双极器件更低,所以我们经常通过使用非常大的器件来进行补偿。
 
T博士:听起来电容也应该很大。
 
Dave:没错。放大器的输入电容几乎达到了微微法(这对一个高速视频放大器来说是很大的)。
 
T博士:所以我们通常用一个反馈电容来补偿以防止峰化(peaking)。
 
Dave:确实如此!但问题是,输入电容会随信号电压而变化,其影响大到足以引起失真。
 
T博士:是不是就没有办法平衡它了呢?
 
Dave:起初我认为可能没有。我们经常通过使一些东西成比例(ratiometric)的方法,来减少IC设计中的失真和需要控制的东西。也就是说,电路的一部分是另一个部分的一个简单倍数(simple multiple),即增益的结果是简比(simple ratio)的。
 
T博士:这个听起来很有趣,但它是如何工作的呢?
 
Dave:这就像我们的标准反馈方程,其中Gain = Rf/Rin。一个芯片上的RF和Rin会因温度和工艺而有所不同。有一些芯片的Rf为10k,另一些将为8.756k,但我们需要的增益是不变的。如果我们用某种材料制作一个电阻(P多晶硅或N多晶硅等),并使其成为一定形状,最终将为1k左右。如果我们把10个Rf串联在一起,我们将得到约10k。如果我们把5个Rin串联在一起,我们将得到约5k。这使我们的增益达到了2。但是值得注意的是,由于Rf和Rin是出于相同的“单位电阻”,因而不管实际电阻值如何变化,电阻率都是相同(等于2)。我们把它叫做比例,而我们感兴趣的结果-增益,只取决于该比率,而不是电阻的绝对值。
 
T博士:这个就像一个带隙(bandgap)中的二极管比率(diode ratio)。
 
Dave:没错!简单比率很好地控制了工艺、温度和信号变化。最终,我发现在这个电路中负输入端到放大器的阻抗约为10k,而正输入端的阻抗非常低,大约为100欧姆。
 
T博士:慢着,这是因为这是一个CMOS放大器,而不是输入电容吗?
 
Dave:是的,但它们是由一个带有输出阻抗的源(前级输出可能是另一个晶体管)驱动的。
 
T博士:当然。这在电路中创建了一个节点。
 
Dave:我知道你喜欢谈论节点,所以让我们听听你的高见。
 
T博士:信号路径通过序列节点流经一个电路。每个节点都具有储存电荷(电容)和耗散电荷(电阻)的能力。这些值的乘积得出了该节点的时间常数。该时间常数的倒置就是极点(以弧度/秒表示)。
 
Dave:没错。因此,我们的放大器在两个输入节点上都有极点,一个极点出自反馈阻抗和输入电容C,而其他极点出自源阻抗和输入电容C。
 
T博士:难道这些都是不一样的吗?
 
Dave:这就是问题。如果它们是一样的,那么它们往往会抵消。
 
T博士:噢,是的。复杂版的Rf/Rin是Zf/Zin……如果它们相同,增益也相同(平坦)。
 
Dave:因此,反馈回路实际上“纠正”了由10k(并联的R1和R2……固定电阻)、反馈C1(固定电容)和输入C(可变电容)组成的不同的时间常数,见图2。但是正输入端不会受到影响。如果反馈网络出现相位滞后(phase lag),放大器将由输出端出现的相位超前(phase lead)来响应。
 
T博士:这是由于反馈方程改变了反馈网络的结果。
 
Dave:是的,我将给我们有兴趣的读者留下一些思考。但是,反馈中一个低通会在输出端产生高通,反馈中的高通会在输出端产生低通。有趣的是,反馈中的延迟要比输出中的提前……因此,我可以预测,明天的市场上将会有足够多的延迟线和运算放大器!
 
T博士:我觉得你这里的逻辑有一些问题……
 
Dave:当然。如果你把这个概念推到极端,全部事情都会变得不稳定……所以,我不会很快致富。但是,在小范围内,效果十分有效。反馈中的一个小相位延迟会使输出出现一个小相位超前。
 
T博士:但是,你真正想要的是在两个输入端有相同的效果。
 
Dave:我需要在输入端增加电阻,这样其RC乘积就可以匹配反馈RC乘积
 
 
图2:不同输入C的补偿
 
T博士:这听起来几乎就像双极运算放大器中的平衡DC电流。你需要使两个输入端的等效电阻相同,以尽量减少偏移。
 
Dave:就是这样!如果平衡了正输入端和负输入端的RC延迟,那么,当C随着信号变化时,两个RC将变化,并有效地相互抵消。所以,我在信号到正输入端之间串联了一个R(像在反馈R中那样用一个C跨接)。现在我在两个输入端得到了同样的结果,就如同在DC的情况下,它们都会抵消。我的失真几乎消失了!问题解决了。
 
 
 
图3:利用平衡输入阻抗减少视频失真
(图字:以度表示的相位失真;以dB表示的振幅失真)
 
 
T博士:嗯……你可以将电阻器减小到,比如100欧姆,以减少这种影响,对吗?
 
Dave:是的。但另一方面放大器必须驱动100欧姆的电阻,而不是10k电阻……这需要更大的功率。
 
T博士:所有这些延迟……都不会影响放大器的稳定性吗?
 
Dave:如果我们让它变得足够大时就会有影响。这是一个视频应用,而我们消除了最高几度的相移。值得注意的是,实际解决办法是在输入端,而不是反馈端,因此它不会对稳定性产生不利影响。
 
T博士:听起来我们涵盖了所有的问题。
 
Dave:是这样的。最后,我们必须在所有条件和信号下对电路进行仿真,以确保我们获得了正确的数据。
 
T博士:我喜欢这样!一点创造性的分析给出了一个解决方案,而没有出现功率恶化。酷!而你所使用的是众所周知的DC解决方案来解决新的AC问题。的确很酷。
 
Moral:要不断学习。你永远不知道什么时候一个旧的或新的电路技巧将帮助你摆脱困境!
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