对目前的紧凑型设计而言,过去的经验法则可能不再是最佳解决方案

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作者:Don LaFontaine是美国佛罗里达州棕榈滩AMS产品线的资深首席应用工程师,专注于精密模拟产品。他于1985年毕业于南佛罗里达大学(University of South Florida),获电子工程学士学位(BSEE),已在英特矽尔公司(Intersil Corporation)工作了28年。

 

对目前的紧凑型设计而言,过去的经验法则可能不再是最佳解决方案。在目前无线手持产品需要仔细考虑天线与低频音频电路之间的相对位置。无线收发器在便携式应用中的快速增长,要求电路能够工作在高频无线电发射器(例如蓝牙)附近。在以前的研究中,此类干扰源被视为远场效应,研究重点集中在由电缆和PCB上的线路引入的干扰。封装引脚和内部引线引入的干扰被认为可以忽略不计[5],因此人们未对此类干扰进行研究。

 

在目前的无线手持产品中,发射器常常被放置在距音频电路仅有几英寸的位置。如果设计者没有注意到天线在最终产品上的位置,就会出现问题。本文将介绍以前的研究成果,说明过去的经验法则为何可能无法为现在的紧凑设计提供最佳解决方案。

 

辐射干扰可分为远场和近场两种,远场是指大约超过10倍波长的距离。蓝牙的频率为2.4GHz,10倍波长等于125毫米 (4.1英尺)。因此,可以很容易从中清楚地看出,早期研究中为何不考虑远场干扰。

 

为了与以前的研究保持一致,我们在讨论中将远场辐射定义为传导干扰,而将近场辐射定义为近场干扰。传导干扰是由电缆、PCB线路和外接元件从远场源引入的射频(RF)调制信号,该信号被“传导”进入音频放大器的输入管脚。近场干扰是由来自近场源的传导干扰,与紧邻天线的封装引出脚和内部引线所引入的干扰结合在一起所形成的复合干扰。

 

为了减轻射频干扰(RFI)对接收电路的影响,过去在远场条件下所进行的研究总结出了一些基本的经验法则。如图1所示,在以前所进行的研究中,RF调制信号被直接引入电缆。通过这些研究,总结了几条降低RFI的预防措施。本文将以前在远场条件下对反馈电阻[6]、RFI电容[7]及输入级电路[5]进行研究所取得的成果,与当今产品中常常存在的近场条件进行对比。


 

图1. 通过将RF调制信号耦合至放大器输入端来模拟的传导干扰

在着手进行研究之前,我们先讨论一下高频RF调制信号是如何进入低频音频电路的。
图2所示的概念模型对如何滤除RF载波频率并留下低频调制信号进行了说明。干扰正是由这种低频调制信号产生的。被调制的射频(RF)的调幅(AM)信号被传入音频放大器的输入管脚,并被输入ESD二极管和差分对的基极发射极解调,而高频载波被低带宽的放大器所滤除,结果音频放大器的输出端输出解调信号.
 

图2. 说明如何滤除载波频率并留下低频调制信号的概念模型


注:
 AM MODULATOR:调幅信号调制器
 SINEWAVE:正弦波
 AM MODIFIED  RF:调幅射频信号
 DEMODIFIED RF:解调射频信号
 PCB CARD & PACKAGE:PCB板及封装

 

图3是一个紧邻高频源的IC等效电路及其模型。该模型显示了与放大器输入端相连的传导路线和近场路线。
根据天线原理,长度小于载波频率波长¼的传导线可构成有效的天线。因此,当载波频率为2.4 Ghz时,31.25毫米 (1.2英寸)长的PCB板上的线路就构成有效天线。评估板上的外接元件(即电容,电阻)也对于RF频率也形成了接收天线。


 
图3. 等效电路的行为模型


注:
 TRACE PARASITIC:传导线寄生参数
 PCB CARD:PCB板
 LOW FREQUENCY CONDUCTED INTERFERENCE:低频传导干扰
 NEAR FIELD INTERFERENCE:近场干扰
 PACKAGE:封装
 BOND WIRE:键合线

 

现在我们已经明白RF信号是如何耦合进入低频音频电路的,接下来让我们回顾以前在远场研究中所取得的成果。
一些论文讨论了源自远场天线的传导干扰及其通过运算放大器对RF解调产生的影响[1,4-6]。同样,在这些实验中,RF调制信号被直接导入放大器的输入管脚。实验结果显示:
1. 通过增加输入电阻和反馈电阻的阻值,可以增大串联电阻和寄生电容,从而提高反相运算放大器电路抗射频干扰(RFI)的能力,RC(电阻和电容)构成了一个低通滤波器,防止干扰信号到达音频放大器的输入端[5]。
2. 寄生电容Cin(反相和同相输入之间形成的电容)和CRg (穿过Rg)可使反相运算放大器电路的抗RFI能力比同相运算放大器电路强[6]。
3. 由于RF信号引起的集电极电流的变化高于MOS管漏电流的变化,MOS管比双极型晶体管不易受RF信号的影响。事实上,由于双极型晶体管的非线性特性,场效应管本身就比双极型晶体管更不易受RFI的影响[4]。同时,大多数在音频频段工作的运算放大器是采用大阵列高电压CMOS工艺制造,与采用相近电压的双极工艺相比,其RF信号带宽更窄。

 

以前的研究结果认为,较高阻值的反馈电阻、使用RFI 电容以及采用本身线性特性更好的MOSFET输入元件等,均可降低RFI。下面,我们在近场条件下对这些结论进行评估。
 
 

图4显示了用于研究近场干扰的评估电路板和天线位置。有关如何利用大多数高频模拟实验室都拥有的标准设备搭建测试平台的详细介绍,请参考Intersil网站(https://www.intersil.com/data/an/AN1299.pdf)中的应用说明AN1299。测试平台产生以1kHz调制信号调制的RF信号扫频源,利用该1kHz调制信号可以跟踪输入RF源信号至音频放大器输出端的信号的输出。
 

天线的阻抗为50欧姆,天线轨迹的末端被折出一个与IC封装宽度大致相等的宽度。天线的放置及其与外接元件的布置如图5所示。两个双通道运算放大器ISL28291的差分增益均设置为10,使两个输入端的阻抗相同。通道“A”所接电阻器的阻值为5k/500欧姆,通道“B”所接电阻器的阻值高出两个数量级,为500k/50k。


 
    图4. 评估近场干扰中的天线位置       

                                                                     

图5. 天线在DIE上面的定位及用于通道A & B的运算放大器图解


注:
 Antenna Probe position:天线探针的位置

使用100kHz至6GHz的频率进行扫频测量,实验结果表明,干扰集中发生在1.4至2.8GHz和3.8至5 GHz两个频率区间,如图7所示。扫描期间的天线位置如图6右下侧所示。请注意,在初始扫描期间,天线直接放置在元件封装的上方。在随后的测试中,采用了上述干扰集中发生的频率区间内的单一载波频率,结果如下:


1. 较高的反馈电阻阻值与较低的反馈电阻阻值:将天线直接放置在阻值较高的电阻器上面时,所产生干扰的水平低于放置在较低阻值电阻器上面时所产生的干扰。频率越高,干扰越低。这一观测结果与以Ghadamabadi报告的结果一致[5]。对于这两组电阻器,将天线放置在IC上面所产生干扰均为最低。


2. 使用RFI电容:将天线直接放置在阻值较高的电阻器上面时,所产生的干扰低于放置在较低阻值电阻器上面时所产生的干扰。频率越高,干扰越低。这一观测结果与以前Ghadamabadi报告的结果一致[6]。但是,将天线直接放置在IC封装上面却在两个放大器的输出端均产生了较高水平的干扰,与电阻器阻值无关。图6显示了远场天线和近场天线各自的信号传递路径。在远场天线情况下,电缆、PCB线路和外接元件的串联电阻与RFI电容一起组成低通滤波器。在这种情况下,使用RFI电容(RFI cap)这一经验法则是有效的,因为使用RFI电容可以在RF信号进入运放大器之前就将其消除。对于近场天线,由于几乎没有电阻可以用来构成低通滤波器,RFI电容实际上会在运放输出端产生较大的干扰。
 

3. 输入端采用MOSFET的放大器比采用双极型晶体管的放大器更不易受RFI的影响:将天线直接放置在die或电阻器上面,结果表明,采用MOSFET型输入的放大器受到的干扰比采用双极型晶体管输入的小。这一观测结果与以前Fiori所做的报告结果一致[4].

 
图6. 远场天线和近场天线各自的信号传递路线


注:
 Far Field Antenna:远场天线
 Near Field Antenna:近场天线

图7. 100kHz 至 6GHz载波频率扫描


注:
 Coupling:耦合
 Invert:反相
 Off:关
 Bandwidth:带宽
 Full:全部
 Fine Scale:精密标度
 Position:位置
 Offset:偏移
 Probe Setup:选项设置
 Coupling & Impedance:耦合&阻抗

 

本文研究的主要结果表明,根据天线的定位情况,使用添加RFI电容这一过去的经验法则有可能导致干扰的增强。因此,建议系统设计者在使用RFI电容来增强设计的抗干扰能力之前,了解天线在产品上的位置。在近场条件下,使用较高阻值的反馈电阻器和采用MOSFET作输入的运放仍是有效提高电路的抗RFI能力的技术。
参考文献

 

[1] Muhammad Taher Abuelma’atti “Radio interference by Demodulation Mechanisms Present in Bipolar Operational Amplifiers IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Vol 37. NO.2, May 1995.
[2] Robert E. Richardson, Jr. Modeling of Low-Level Rectification RFI in Bipolar Circuitry. IEEE Transactions on electromagnetic Compatibility, Vol.EMC-21, NO4, November 1979.
[3] Application Note AN1299 “Measuring RF Interference in Audio Circuits”. Authors Don LaFontaine and Bob Pospisil. www.intersil.com/data/an/AN1299.pdf
[4] Franco Fiori Compliance Engineering 2000 November, December issue “Integrated Circuit Susceptibility to Conducted RF Interference” www.ce-mag.com/archive/2000/novdec/fiori.html
[5] Hamid Ghadamabadi, James J. Whalen, R.Coslick, C. Hung, T. Johnson, W. Sitzman and J. Stevens Department of Electrical and Computer Engineering. “Comparison of Demodulation RFI in Inverting Operation Amplifier circuits of the same gain with different input and feedback resistors values”.www. ieeexplore.ieee.org/iel2/161/6451/00252748.pdf?arnumber=252748
[6] Hamid Ghadamabadi, James J. Whalen Department of Electrical and Computer Engineering. “Parasitic capacitances can cause demodulation RFI to differ in inverting and non-inverting operation amplifiers circuits” IEEE 1991 Electromagnetic compability, 1991, Symposium record.
[7] Robert E. Richardson, Vincent G. Puglielli and Robert A. Amadori. “Microwave Interference Effects in Bipolar Transistors” IEEE Transaction on Electromagnetic Compatibility, Vol. .EMC-17, NO.4, November 1975.


 


 

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