TRIAC调光器和LED驱动器: 为什么使用中浪费了如此多的电力?

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 一个多世纪以来,照明行业一直倚赖白炽灯泡,而过去五十年相位调光器(phase dimmer)成为了主要的调光控制手段。标准正相(forward phase)调光器,也称为可控硅(triac)调光器,众所周知,它很难与LED驱动器直接连接。更糟糕的是,每个调光器的性能差别很大。虽然有更新、更好的反相(reverse phase)调光器可供选择,标准正相调光器仍在全球的电力基础设施中占据主导地位,LED照明设备制造商根本无法简单回避它。像往常一样,向后兼容性至关重要。


图1:正相调光器

(图字:forward phase dimmer--正相调光器;bright--变亮;dim--变暗;AC mains—交流电源;load--负载;delay--延时)

正相调光器

标准正相调光器包含一个可控硅(triac)、一个双向二极管(diac)和一个RC电路,如图1所示。电阻用一个电位器来控制,由此产生的RC时间常数控制可控硅导通之前的延迟量。这种延迟被称为触发角(firing angle),而可控硅导通的部分时间称为导通角(conduction angle)。由此产生的电压波形是一个切相(phase cut)正弦波,如图1所示。

这种调光工作类型非常适合白炽灯泡,因为白炽灯泡就是一个纯电阻负载。随着导通角的减小,灯丝电阻上的时间平均电压下降,以达到自然平滑的调光。

重要的是要明白,可控硅有一个最小“保持”电流要求。流过可控硅的电流必须保持在这个最低水平之上,以确保整个导通角的导通。由于固有的功率水平(即40W、60W、75W等),这种情况对于白炽灯负载来说很容易达到令人满意的效果。

LED驱动器的兼容性

不幸的是,固态照明无法享用相位调光方法带来的好处。LED是一种半导体器件,通常是通过调节通过它的正向电流进行控制。由于高亮度LED可以导通100秒范围内从毫安到安培级(mA to A’s)的电流,开关转换器几乎可用于保持良好的系统效率。

标准的开关转换器适用于不管平均输入电压值而调节输出。这意味着,相斩波(phase chopped)波形必须首先进行解码。

然后,经解码的信息可以用来控制输出稳压的基准。虽然这对电力电子设计人员是一个相对简单的任务,但其中其实还隐藏着许多复杂性。

而纯阻性负载白炽灯则不是这样。相反,由于电容和电感组件是在电路之内,转换器看起来就像相位调光器的一个无功负载。伴随相位斩波电压的快速上升沿,将导致标准转换器出现问题。可以采用标准RC阻尼方法来减少这个上升沿引起的有问题的振铃。然而,这样做会带来额外的功率损耗。

更大的问题来自一个意想不到的情况,即现代LED的效率远优于白炽灯泡。白炽灯泡以红外(非可见光)频谱的形式浪费掉了约75%的光输出。另一方面,LED则以可见光谱提供了最多的光输出。最新的高亮度LED的效率可比白炽灯高5到6倍以上,在短短几年内,这个差距可能拉大到10倍。

这意味着,目前替代60W灯泡的LED功耗可以低至10至12W!这在节能方面贡献很大,但是,这不是相位调光器的贡献,因为相位调光器需要很大的最小保持电流。

在LED灯具中,可控硅可能无法传导足够的电流,以保持整个导通角的导通(这就是所谓的熄火(misfire))。由于连续整流交流线路周期中的熄火通常是不对称的,解码角可能在两点或多点之间出现振荡,这表现为在频率极低的情况下,光输出的明显颤动和闪烁。为确保不发生明显的闪烁,转换器必须消耗额外的电力,以确保可控硅不出现熄火。

这就在很大程度上违背了电源转换器设计的主要目标。设计人员试图尽可能最大限度地减少功率损耗,试图竭力保持每一个点的效率。然而,现在对相位调光器的要求太苛刻了,电力完全浪费掉了!

因此,现在设计人员有了双重任务:利用交流电源为LED负载提供充足的电源转换,还要确保相位调光器功能得当,同时尽量减少多余的功率损耗。

随着围绕电能质量的新法规的出现,许多LED系统现在需要功率因数控制(PFC)。PF是一种衡量有多少能量从转换器的输入端转移到输出端的方法。如果输入电流与输入电压完全同相且没有失真,则PF=1。由于无功元件和开关噪声缘故,任何输入电流的相移或失真都会降低PF。由于大多数LED系统采用了某种形式的PFC,输入电流通常会很好地根据输入电压而变。这意味着,相位调光器通常会在导通角的末端出现熄火,如图2所示。

图2:Triac缺火
(图字:misfire--熄火;original angle--原角)

什么是最好的解决方案?

满足电流要求的一个简单的解决方案是增加一个负载电阻,以确保全部传导间隔的最小输入电流条件得到满足。当然,这种方法效率很高。对于一个40W的白炽灯替代方案(约7W的LED)来说,这可能意味着10-20%的效率命中率(efficiency hit)!

一个更复杂的解决方案是线性增加每个周期的负载,这意味着,在导通角达到末端最大值之前,导通角范围内的额外保持电流是斜坡上升的。这种方法可以大大降低效率流失,但很难确保较大的工作范围。

例如,在一个针对15W LED筒灯(85Vac至305Vac)的通用输入解决方案中,最坏的保持电流出现在305Vac,此时输入电流最小。为了确保可控硅在305Vac时在整个导通角范围内仍然导通,需要增大保持电流。由于是一种通用设计,加在85Vac时的保持电流要提升至4倍以上!这将又造成很大的功率浪费。

动态保持

事实证明,针对单交流线路周期的最佳解决方案是调节最小输入电流。虽然相位调光器对其最小保持要求的差别很大,最坏情况的最小电流可以根据给定的最坏情况下的目标调光器来决定。当输入电流超过稳压点(regulation point)时,这种方法将使消耗(draw)的额外保持电流为零。在稳压点以下,由于需要维持最小保持要求,电流呈线性消耗。

如图3所示,LM3450控制器可以实现动态保持。二极管桥返回端(return)和系统接地之间的检测电阻提供了一种输入电流检测方法。利用这个电阻两端检测到的电压,消耗的电流就是保持最小稳压输入电流所必需的了,如图3所示。这确保了每个周期消耗的额外电力最小。

但是,还要采取其他步骤来减少损耗吗?请记住,这里的整个概念是基于对角的解码,为的是给转换器提供一个调光命令。这样做是为了防止解码期间的可控硅熄火,不致因角度偶尔改变而造成闪烁。

仔细观察系统,是不是真的有必要对每个周期的角进行解码?采样系统可以提供更高效的方法。只需要在解码发生时,在采样间隔期间增加保持电流。在非采样周期,不需要增加电流!

LM3450采用了该采样相解码方案,进而确保在采样间隔期间只有动态保持处于激活状态。图4显示了调光期间显著提高效率的例子,同时也大大降低了组件的应力。

图3:动态保持
(图字:rectified AC--整流后的交流;HOLD--保持;GND--地)

一些观点

那么,这种分析忽略了什么因素? 很容易注意到,现在尚未谈及EMI输入滤波器对转换器的影响。每个转换器都需要一定的滤波,以符合传导和辐射EMI标准。不幸的是,这些在整流桥的交流边增加的无功组件使整流桥直流边的输入电流测量失真。当输入电压的dv/dt为最大时,导通角末端的问题也最大。此时,转换器消耗的大部分电流都来自EMI电容器,而导通可控硅的电流比预期的要小。

为了避免上述误差,可以增加经稳压的最小保持电流值。此外,应当尝试减少EMI滤波器设计的电容值。这将有助于保持功率因数。最后,一些EMI滤波可以放在动态保持电路后的整流桥的直流边,以进一步减少不必要的电容。

因此,这是连接正相调光器和LED驱动器的最佳方法。不是很简单,但绝对可以实现。这带来一种可能,令未来的设计人员有机会探索一种方式令相位调光器成为历史!毕竟,有一个没有额外功率损耗的标准调光控制方案是最为理想的。